Quels sont les principaux circuits de l'ASI ?

Outre le circuit redresseur et le circuit onduleur mentionnés ci-dessus, les principaux circuits de l'ASI comprennent également le circuit de correction du facteur de puissance, le commutateur de transfert, le circuit de protection, l'alimentation auxiliaire et le circuit de charge de la batterie. Ce chapitre se concentre sur le circuit de correction du facteur de puissance, le commutateur de transfert, le circuit de protection et l'alimentation auxiliaire, le circuit de charge de la batterie sera détaillé dans le chapitre suivant.

Circuit de correction du facteur de puissance

Selon le principe de l'électricien, le facteur de puissance PF (power factor) d'un circuit linéaire est conventionnellement défini comme cosφ, φ étant la différence d'angle de phase entre une tension sinusoïdale et un courant sinusoïdal. Cependant, en raison de la non-linéarité des dispositifs de redressement et du stockage du condensateur, la distorsion du courant se produira même si la tension d'entrée est sinusoïdale. À ce stade, le facteur de puissance est défini comme suit :

PF= Puissance active/puissance apparente

Dans la formule ci-dessus, la puissance active est généralement égale à la puissance instantanée moyenne, et la puissance est définie comme le produit de la valeur effective de la tension et de la valeur effective du courant.

Dans le circuit redresseur, l'effet secondaire du courant harmonique est omis, et la tension d'entrée peut être considérée comme sinusoïdale et le courant d'entrée comme non sinusoïdal, où la valeur effective du courant est :

Où, je_rms (n) est la valeur effective de l'harmonique NTH.

Si l'angle de retard du courant fondamental par rapport à la tension d'entrée est de 0, le FP du circuit est le suivant

Où, K_d=I_rms (L) /I_rmsKd est le facteur de distorsion de la forme d'onde du courant ; Kθ=cosθ, Kθ est le facteur de déphasage, c'est-à-dire que le facteur de puissance est le produit du facteur de distorsion de la forme d'onde du courant et du facteur de déphasage.

La distorsion spectrale totale de l'onde (THD) est définie comme suit

La relation entre le facteur de distorsion de la forme d'onde du courant K_d et le THD est le suivant

Méthode de correction du facteur de puissance

Il existe deux types de méthodes de correction du facteur de puissance : la correction passive du facteur de puissance et la correction active du facteur de puissance.

Le circuit de correction passive du facteur de puissance est l'utilisation d'inductances, de condensateurs et d'autres composants du filtre, le déphasage et la mise en forme de la forme d'onde du courant d'entrée, l'utilisation de cette méthode peut augmenter le facteur de puissance à plus de 0,9, ses avantages sont un circuit simple, un faible coût ; l'inconvénient est que le circuit est de grande taille et peut provoquer une résonance à certains points de fréquence et endommager l'équipement électrique. Les circuits passifs de correction du facteur de puissance conviennent principalement aux applications de faible puissance.

Le circuit de correction active du facteur de puissance consiste à ajouter un convertisseur de commutation CC/CC entre le redresseur et le condensateur de filtrage. Son idée principale est la suivante : choisir la tension d'entrée d'un signal de référence, le signal de référence de suivi du courant d'entrée, la composante basse fréquence du courant d'entrée et la tension d'entrée d'une approximation de la même fréquence et de la phase de la forme d'onde, afin d'améliorer le facteur de puissance et les harmoniques, UTILISER la rétroaction de tension en même temps, faire la tension de sortie de la tension de sortie CC lisse approximative.

Les principaux avantages de la correction active du facteur de puissance sont les suivants : un facteur de puissance élevé peut être obtenu, tel que 0,97~0,99, ou même proche de 1 ; une faible distorsion harmonique totale (THD), peut fonctionner dans une large gamme de tension d'entrée (par exemple, 90~264V, AC) ; une petite taille, un poids léger, la tension de sortie est également maintenue constante.

Correction passive du facteur de puissance

Il existe deux méthodes de base pour la correction passive du facteur de puissance, à savoir la connexion d'une inductance passive L entre un redresseur et un condensateur de filtrage et l'utilisation d'un réseau de condensateurs et de diodes pour former une correction passive remplie d'une vallée.

Comme le montre la figure 5-1 (a), l'inducteur passif L sépare le redresseur de la capacité c.c. C, de sorte que la tension entre le redresseur et l'inducteur L peut varier en fonction de la tension d'entrée, et l'angle de conduction de la diode du redresseur augmente, ce qui améliore la forme d'onde du courant d'entrée.

L'idée de base de la correction passive par remplissage de vallée est d'utiliser deux condensateurs en série comme condensateurs de filtrage et de sélectionner plusieurs diodes, de sorte que les deux condensateurs c.c. puissent être chargés en série et déchargés en parallèle, afin d'augmenter l'angle de conduction de la diode et d'améliorer le facteur de puissance du côté de l'entrée. Son circuit est illustré à la figure 5-1 (b). Son principe de base est le suivant : lorsque la tension d'entrée instantanée dépasse la moitié de la valeur de crête, c'est-à-dire qu'elle est supérieure à la tension continue sur les condensateurs de filtrage C_d1 et C_d2, diode VD₃ s'allume, VD₁ et VD₂ est coupé en raison de la polarisation inverse, et les deux condensateurs de filtrage CC Cd1 et Cd2 sont en état de charge en série.

Lorsque la tension d'entrée instantanée descend en dessous de la moitié de la valeur de crête, c'est-à-dire en dessous de la tension continue sur le condensateur de filtrage C_d1 et C_d2, diode VD₃ coupe, VD₁ et VD₂ et les deux condensateurs de filtrage CC C_d1 et C_d2 sont en décharge parallèle. Le point critique du condensateur de filtrage c.c. C_d1 et C_d2 L'angle de conduction de la diode de redressement n'est donc théoriquement pas inférieur à 180°-30°2=120°, ce qui est nettement plus élevé que lorsqu'un condensateur de filtrage CC est utilisé.

Correction active du facteur de puissance

① Structure du circuit principal de la correction active du facteur de puissance.

Le circuit principal du circuit actif de correction du facteur de puissance adopte généralement un convertisseur abaisseur DC/DC, parmi lequel le convertisseur Boost de sortie présente la caractéristique d'un courant inducteur continu, et l'inducteur de stockage d'énergie peut également être utilisé comme inducteur de filtrage pour supprimer le bruit EMI. En outre, il présente les avantages d'une faible distorsion de courant, d'une grande puissance de sortie et d'un circuit de commande simple, ce qui explique sa large utilisation. Outre le convertisseur de sortie Boost, les convertisseurs buck-Boost, Flyback et Cuk peuvent être utilisés comme circuit principal de correction active de la puissance.

② Méthode de contrôle de la correction active du facteur de puissance.

L'idée de la technologie de correction active du facteur de puissance est de contrôler le courant après le redressement, afin qu'il soit identique à la forme d'onde de la tension après le redressement avant de charger le condensateur de filtrage, afin d'éviter la formation d'impulsions de courant et d'atteindre l'objectif d'amélioration du facteur de puissance. La figure 5-2 illustre le principe du circuit actif de correction du facteur de puissance. Le circuit principal est un redresseur pleine onde, qui met en œuvre la conversion CA/CC sans distorsion de la forme d'onde de la tension.

Avant le condensateur de filtrage C se trouve un convertisseur Boost pour mettre en œuvre la conversion DC/DC de type Boost. Du point de vue de la boucle de contrôle, il se compose d'un anneau extérieur de tension et d'un anneau intérieur de courant. Pendant le fonctionnement, le courant dans l'inducteur d'appoint L1 est continuellement contrôlé et ajusté pour suivre la forme d'onde sinusoïdale de la tension après redressement.

La tension de sortie u_D du redresseur et la différence entre la tension de la capacité de sortie u_C du convertisseur boost et la tension donnée U_c * sert d'entrée au multiplicateur pour former l'anneau extérieur de tension, et la sortie du multiplicateur est le courant donné de l'anneau de courant I_s*.

La comparaison de la tension du condensateur de sortie u_Cdu convertisseur boost avec la tension donnée U_c * est de juger si la tension de sortie est la même que la tension donnée. Si ce n'est pas le cas, le régulateur peut l'ajuster pour qu'elle soit identique à la tension donnée. La sortie du régulateur (l'amplificateur opérationnel sur la figure) est une valeur continue, ce qui est le rôle de la boucle de tension. La tension de sortie ud du redresseur est évidemment une forme d'onde de tension sinusoïdale demi-onde, qui reste inchangée lorsqu'elle est multipliée par le résultat du régulateur ; il s'agit donc également d'une forme d'onde sinusoïdale demi-onde et elle est en phase avec UD.

En prenant la sortie du multiplicateur comme signal donné I_s* de la boucle de courant garantit que le courant d'inductance contrôlé iL est cohérent avec la forme d'onde de la tension UD. L'amplitude de I_s* Est liée à la différence entre la tension de sortie uC et la tension donnée U_c * et également à l'amplitude de l'UD. Les signaux de détection de courant dans L1 iF et I_s* forment une boucle de courant pour générer le signal PWM, c'est-à-dire le signal de commande de l'interrupteur V. La conduction V, le courant d'inductance augmente iL. Lorsque iL est augmenté jusqu'à être égal au courant I_s*, V se coupe, la diode s'allume, l'alimentation et L1 libèrent de l'énergie, chargeant le condensateur C et alimentant la charge en même temps, c'est le rôle de la boucle de courant.

Grâce au principe de fonctionnement d'un convertisseur c.c. élévateur (Boost), le courant dans l'inductance Boost L1 est un mode de travail continu et discontinu, de sorte que vous pouvez obtenir dans la boucle de courant des signaux PWM que le pilote de l'interrupteur V a produit deux types de méthodes : l'une est le mode de contrôle continu critique du courant inductif, l'autre est la méthode de contrôle continu du courant inductif. La figure 5-3 montre les formes d'ondes de tension et de courant dans les deux modes de contrôle.

Comme le montre la FIG. 5-3 (a), lorsque l'interrupteur V est coupé, le courant d'inductance i_L tombe juste à zéro : à l'allumage, i_L commence à augmenter progressivement à partir de zéro ; Le pic i_L Est exactement égal à la valeur courante donnée I_s*. En d'autres termes, lorsque l'interrupteur V est activé, le courant d'inductance augmente à partir de zéro ; lorsque l'interrupteur est désactivé, le courant d'inductance chute de la crête à zéro. L'enveloppe de crête de l'inductance i_L Est-ce que je_s*.

Par conséquent, ce mode de contrôle continu critique du courant est également appelé mode de contrôle du courant de crête. FIG. 5-3(b) Contrôle du courant d'inductance i_L sur le courant donné I_s*La ligne brisée à haute fréquence se rapproche de la courbe sinusoïdale. Il s'agit donc d'un contrôle par hystérésis du courant, I_s* reflète le courant moyen, c'est pourquoi ce mode de contrôle continu du courant est appelé mode de contrôle du courant moyen. Après que le courant d'inductance i_L est filtrée par C₁ et RF, on obtient le courant fondamental II avec le même taux de coïncidence que la tension d'entrée.

À puissance de sortie égale, la capacité de courant du tube de commutation contrôlé par le courant de crête est deux fois plus importante. Contrôle du courant moyen, dans la demi-onde sinusoïdale, le courant de l'inducteur est inférieur à zéro, avant chaque conduction du commutateur DC/DC, l'inductance L₁ et la diode VD sont des courants, dans l'ouverture du moment, donc l'interrupteur le courant et la diode la récupération inverse dans VD le courant dans L₁ Le circuit de conversion de V à V DC des dispositifs de commutation et de la diode pour former la vie "tueuse", une attention particulière doit être apportée lors de la sélection des composants. Le contrôle du courant de crête n'a pas cet inconvénient, tant que la détection du taux de variation de la chute de courant de l'inductance, lorsque le courant est supérieur à zéro, permet à l'interrupteur de s'ouvrir, et le courant de crête avec une détection de résistance de limitation de courant peut atteindre le jour, donc bon marché et fiable, adapté pour les occasions de petite puissance.

Circuit typique de correction du facteur de puissance

Dans le système d'alimentation, le mode de contrôle du courant moyen est largement utilisé, il présente les avantages d'une bonne stabilité et d'une faible distorsion, et sa puissance d'application maximale peut atteindre 6kW, ce qui suit présente le contrôleur typique UC3854 et son application.

UC3854 est un circuit de contrôle spécial pour la correction active du facteur de puissance. Il peut remplir toutes les fonctions de contrôle requises par la correction du facteur de puissance du convertisseur boost, rendant le facteur de puissance supérieur à 0,99 et la distorsion de la forme d'onde du courant d'entrée inférieure à 5%. Le contrôleur adopte un contrôle de type courant moyen avec une grande précision de contrôle et un faible bruit de commutation.

Après avoir utilisé le circuit de correction du facteur de puissance UC3854, il peut non seulement corriger le facteur de puissance, mais aussi maintenir la tension de sortie stable (lorsque la tension d'entrée varie entre 80 et 260V), il peut donc également être utilisé comme régulateur de tension AC/DC. L'UC384 adopte un étage de sortie push-pull, son courant de sortie peut atteindre plus de 1A, ainsi l'impulsion PWM fixe de sortie peut piloter un MOSFET de haute puissance.

Schéma fonctionnel interne de l'UC3854 et sa composition

La figure 5-4 montre le schéma fonctionnel interne de l'UC3854.

① Comparateur de blocage de sous-tension (UVLC).

Lorsque la tension d'alimentation Vcc est supérieure à 16V, la tension de référence est établie, l'oscillateur commence à osciller et l'étage de sortie émet des impulsions PWM. Lorsque la tension d'alimentation Vcc est inférieure à 10V, la tension de référence est interrompue, l'oscillateur cesse d'osciller et l'étage de sortie est bloqué.

② Activation du comparateur (EC).

Lorsque la tension de sortie de la broche de validation (broche 10) est supérieure à 2,5 V, l'étage de sortie émet une impulsion ; Lorsque la tension de sortie de la broche de validation est inférieure à 2,25 V, l'étage de sortie est désactivé.

La sortie du comparateur UVLC et du comparateur EC est respectivement connectée à l'entrée de la porte. Ce n'est que lorsque les deux comparateurs émettent une tension élevée que la tension de référence peut être établie et que l'appareil peut émettre une impulsion.

③Voltage error amplifier (VEA).

La tension de sortie du circuit de correction du facteur POWER est appliquée à l'entrée inverse de l'amplificateur d'erreur de tension (VEA) après avoir traversé le circuit diviseur de résistance. La différence entre la tension de sortie et la tension de référence de 7,5 V est amplifiée et ajoutée à l'une des bornes d'entrée du multiplicateur (A).

④ Multiplicateur (MUL).

Outre la tension d'erreur, le signal d'entrée du multiplicateur comporte le courant IAC (borne B) et la tension de réaction VRMS (borne C) qui sont proportionnels à la tension alternative redressée.

⑤ Amplificateur d'erreur de courant (CEA).

Le courant de référence I_MO produite par le multiplicateur génère une tension de référence aux deux extrémités de la résistance R_MO. Après la chute de tension aux deux extrémités de la résistance de détection R_S et la tension aux deux extrémités de R_MO sont soustraits, le signal d'échantillonnage du courant est généré et ajouté à l'entrée de l'amplificateur d'erreur de courant. Le signal d'erreur est amplifié par l'amplificateur d'erreur de courant (CEA), puis ajouté à l'entrée du comparateur PWM pour ajuster la largeur de l'impulsion de sortie en la comparant à la tension en dents de scie de l'oscillateur.

⑥ Oscillateur (OSC).

La fréquence d'oscillation de l'oscillateur est déterminée par la capacité externe C_T de la broche 14 et la résistance externe R_SET de la broche 12. L'oscillateur ne commence à osciller que lorsque la tension de référence est établie.

⑦Comparateur PWM (PWMCOMP)

Le signal de sortie de l'amplificateur d'erreur de courant (CEA) et la tension de l'onde en dents de scie de l'oscillateur, après comparaison, génèrent un signal de modulation de largeur d'impulsion, le signal est ajouté au déclencheur (FIIPFLOP).

⑧Flip-flop, oscillateur (OSC) et comparateur PWM (PWMCOMP)

Le signal de sortie est respectivement ajouté à l'extrémité R, S du FLIP FLOP, contrôle l'impulsion de sortie du déclencheur, l'impulsion après le circuit de la porte et l'étage de sortie push and pull, pilote le MOSFET de puissance externe.

⑨ Alimentation de référence (REF).

La tension de référence REF est contrôlée par le comparateur de blocage de sous-tension (UVLC) et le comparateur de validation (EC). La broche 9 peut délivrer une tension de référence de 7,5 V lorsque les deux comparateurs délivrent des tensions élevées.

⑩ Comparateur de limite de courant de crête (LMT).

Le signal d'échantillonnage du courant est ajouté à l'entrée du comparateur. Lorsque le courant de sortie atteint une certaine valeur, le comparateur coupe l'impulsion de sortie par l'intermédiaire d'un déclencheur.

⑪Le circuit de démarrage progressif (SS).

Une fois la tension de référence établie, 14_μUn courant est appliqué au condensateur externe C_SS de la broche SS (broche 13). Au début de la charge, la tension de la broche 13 est nulle, la diode d'isolation connectée à la broche 13 est activée, la tension de référence de l'amplificateur d'erreur de tension (VEA) est nulle et l'UC3854 n'a pas d'impulsion de sortie. Lorsque la tension de référence de l'amplificateur d'erreur de tension (VEA) deC_SS est complètement chargé, la diode d'isolation est désactivée, le condensateur de démarrage progressif est isolé de l'amplificateur d'erreur de tension et le processus de démarrage progressif est terminé.

L'UC3854 émet normalement des impulsions. En cas de blocage par sous-tension ou d'arrêt de validation, le signal de sortie de la porte non seulement coupe la sortie, mais valide également les transistors internes aux deux extrémités du circuit C_SS pour conduire, de manière à décharger le C_SS pour s'assurer que la C_SS est chargé à partir de zéro au démarrage suivant.

Disposition et fonction des broches

L'UC3854 peut être emballé dans une variété de formats, tels que DIL-16, SOIC-16, PLCC-20, et LCC-20. Cependant, le format DliL1 est couramment utilisé. La figure 5-5 montre la disposition des broches dans ce format.

①GND (pin 1) Borne de terre : point de référence pour toutes les tensions. Le courant de décharge du condensateur de synchronisation de l'oscillateur est également renvoyé par cette broche. Par conséquent, la distance entre le condensateur de synchronisation et la broche doit être aussi courte que possible.

② (broche 2) Fin de limitation du courant de crête : le seuil de limitation du courant de crête est de 0V, la broche doit être connectée à la tension négative de la résistance d'échantillonnage du courant. Une résistance doit être connectée entre cette broche et la broche de tension de référence V_REF (broche 9) pour que la tension d'échantillonnage du courant s'élève jusqu'au potentiel de la terre.

③ CA Out (broche 3) entrée de l'amplificateur de courant : cette broche est la sortie de l'amplificateur d'erreur de tension, qui détecte et amplifie le courant d'entrée du réseau électrique, commande le modulateur de largeur d'impulsion et force la correction du courant d'entrée du réseau électrique.

④ I_SENSE (broche 4) Tension d'échantillonnage du courant négative : la broche est l'extrémité inverse de l'amplificateur de courant.

⑤ Mult Out (pin 5) Extrémité de sortie du multiplicateur analogique et pôle positif de la tension d'échantillonnage du courant : la sortie du multiplicateur analogique est directement connectée à l'extrémité d'entrée en phase de l'amplificateur de courant.

⑥I_AC (broche 6) Signal d'échantillonnage du courant alternatif d'entrée : THE I_AC est ajouté au multiplicateur analogique de la broche.

⑦VA Out (broche 7) sortie de l'amplificateur de tension : la tension de la broche peut ajuster la tension de sortie.

VRMS (broche 8) Tension efficace en entrée : tension de sortie du pont redresseur pression partielle ajoutée à la broche, afin d'obtenir le meilleur contrôle, la tension de la broche doit être comprise entre 1,5~3,5V.

⑨V_REF (broche 9) Borne de sortie de la tension de référence : cette broche délivre une tension de référence de 7,5 V avec un courant de sortie maximal de 10 mA et peut être limitée en interne. Lorsque LA V_CC est faible ou que la broche d'activation ENA est faible, la tension de la broche est nulle et un condensateur d'une capacité de 0,1μF doit être connecté à la terre.

⑩ENA (broche 10) Enable control : entrée du signal de contrôle logique qui délivre la tension de commande PWM de l'UC3854. Le signal contrôle également la tension de référence, l'oscillateur et le circuit de démarrage progressif. Lorsque la commande n'est pas nécessaire, la broche doit être connectée à une alimentation de 5V ou à un circuit V_CC à travers une résistance de 100K ω.

⑪L'entrée inverseuse de l'amplificateur de tension (broche 11) : la tension de sortie du circuit de correction du facteur de puissance est appliquée à cette broche après diviseur de tension. Un réseau de compensation RC doit également être ajouté entre la broche et la sortie de l'amplificateur de tension (broche 7).

⑫R_SET (broche 12) courant de charge du condensateur de synchronisation de l'oscillateur et résistance de réglage du courant de sortie maximal du multiplicateur. Une résistance est connectée entre la broche et la masse pour régler le courant de charge du condensateur de synchronisation et le courant de sortie maximal du multiplicateur. Le courant de sortie maximal du multiplicateur est de 3,75V/RSET.

⑬SS (broche 13) démarrage progressif : lorsque l'UC3854 s'arrête de fonctionner ou que le VCC est trop bas, la tension de cette broche est nulle. Après avoir commencé à travailler, 14μA courant condensateur externe charge, la tension de la broche a progressivement augmenté à 7,5V, rapport de devoir d'impulsion PWM a progressivement augmenté, tension de sortie a progressivement augmenté.

⑭Terminal d'accès au condensateur de synchronisation : Le condensateur de synchronisation CT est connecté entre la broche et la masse, et la fréquence de travail de l'oscillateur peut être réglée en appuyant sur la formule.

F = 1,25 / R_SETCT

⑯ V_CC (lead chest 15) tension d'alimentation positive ; pour assurer un fonctionnement normal, la tension chest doit être supérieure à 17V. Afin d'absorber le pic de courant généré lorsque le condensateur de grille du MOSFET externe est chargé, un condensateur de dérivation doit être connecté entre la broche et la masse.

⑯Sortie de tension de commande de grille : La tension de sortie de cette broche alimente un tube de puissance MOSFET externe. La broche est connectée en interne à un circuit de blocage, qui peut bloquer l'amplitude de l'impulsion de sortie à 15. Par conséquent, lorsque l'appareil peut encore fonctionner normalement. En pratique, une broche supérieure à 5 ω doit être connectée à la grille du MOSFET.

Résistance, afin de ne pas conduire une charge capacitive, phénomène de dépassement de courant.

Circuit d'application réel

La figure 5-6 montre le circuit de correction du facteur de puissance de 250W composé de l'UC3854. La tension d'entrée du circuit est de 85~265V, et le facteur de puissance peut atteindre plus de 0,99.

Composition de base du circuit. Le circuit est basé sur le circuit de contrôle UC3854 et le circuit du convertisseur boost. Le circuit du convertisseur boost est composé d'une inductance boost de 1mH, d'un MOSFET de puissance (APT5052), d'une diode d'isolation (UHV806) et d'un condensateur de filtrage de 450μF. L'inducteur de suralimentation fonctionne dans un état de courant continu. Dans cet état de fonctionnement, le rapport de service des impulsions est déterminé par le rapport entre la tension d'entrée et la tension de sortie, et l'ondulation du courant d'entrée est très faible, de sorte que le bruit de grille est relativement faible. En outre, la tension de sortie du convertisseur élévateur doit être supérieure à la tension de sortie de crête du réseau.

Le circuit de commande se compose de l'UC3854 et de ses composants externes. Pin GT Drv output PWM pulse is added to the gate of the power leather MOSFET. Le rapport cyclique de l'impulsion est contrôlé simultanément par les quatre signaux d'entrée suivants :

1. V_sens(broche 11) : signal d'échantillonnage de la tension d'entrée directe.
2. I_AC(broche 6) : tension de grille - signal d'échantillonnage façonné.
3. I_ENSE/Sortie multiple (broche 4/ broche 5) : signal d'échantillonnage du courant de la grille.
4. V_RMS(broche 8) : signal d'échantillonnage des RM de tension du réseau.

② Conception de l'entrée de protection

Ena (enable) : La tension de référence et la tension de commande (GT Drv) ne peuvent être établies que lorsque la tension de la broche atteint 2,5V. Le signal de commande ne peut être émis qu'après la mise sous tension et après un certain délai. Si cette fonction n'est pas utilisée, la broche doit être connectée à la broche VCC par une résistance de 100K ω.

B.SS (démarrage progressif) : la tension de la broche peut abaisser la tension de référence de l'amplificateur d'erreur de tension afin d'ajuster la tension de sortie en courant continu du circuit dans le cadre de l'étalonnage du facteur de puissance. La broche peut délivrer un courant de 14μA et charger le condensateur de démarrage progressif de 0,01μF pour augmenter la tension aux deux extrémités du condensateur de 0V à 7,5V.

PECLMT (limitation du courant de crête) : Ce signal d'entrée limite le courant maximal d'un MOSFET de puissance. Lorsque la tension aux deux extrémités de la résistance d'échantillonnage de courant de 0,25 ω est de (7,sv2k ω)/10k ω =1,5V, le courant maximum est de 6A (6a0,25 ω =1,5V), la tension de la broche PK LMT est de 0V, et le courant de sortie est supérieur à 6A. La limitation du courant commence. Pour filtrer le bruit à haute fréquence, un condensateur de dérivation de 470pF doit être connecté entre la broche et la masse.

③ Conception de l'entrée de contrôle

V_SENSE(échantillonnage de la tension continue de sortie) : La tension de seuil d'entrée VSENSE est de 7,5V, le courant de polarisation d'entrée est de 50 μA, la résistance piézoélectrique de sortie doit s'assurer que la tension d'entrée de la broche n'est pas supérieure à 7,5V, par exemple :

La résistance de 180K ω et le condensateur de 47nF de la figure 5-6 constituent le réseau de compensation de l'amplificateur de tension.

I_AC(signal d'échantillonnage de la forme d'onde de la tension du réseau électrique) : le signal d'échantillonnage de la forme d'onde de la tension du réseau électrique doit être ajouté à la broche IAC pour que la forme d'onde du courant d'entrée forcé du réseau électrique soit la même que celle de la tension d'entrée. Le signal (IAC) est multiplié par le signal de sortie de l'amplificateur d'erreur de tension dans le multiplicateur pour produire le signal de courant de référence de la boucle de contrôle de courant.

Lorsque la tension d'entrée du réseau est supérieure à zéro, le courant de la broche IAC est nul, et lorsque la tension d'entrée du réseau atteint son maximum, le courant de la broche IAC doit être de 400μA, de sorte que le RAC peut être calculé comme suit :

La résistance RREF entre le fil IAC et le fil de tension de référence (UREF) doit être :

1. I_SENSE/Mult Out (échantillonnage du courant à l'entrée de la grille) : La chute de tension aux deux extrémités de la résistance d'échantillonnage de courant de 0,25 ω est appliquée entre les broches 4 et 5 (les deux entrées de l'amplificateur de courant). Le 620pF et la résistance de 24K ω forment le réseau de compensation de l'amplificateur de courant. L'amplificateur de courant a une très large bande passante, de sorte que le courant du réseau peut être modifié en fonction de la tension.
2. V_RMS(échantillonnage de la tension efficace du réseau) : la tension d'entrée en courant alternatif de ce circuit peut varier entre 85 et 260V. Le circuit d'anticipation de la tension efficace du réseau est adopté pour garantir que la puissance d'entrée reste inchangée lorsque la tension d'entrée change (en supposant que la puissance de la charge reste inchangée). C'est pourquoi, dans le multiplicateur, le courant du réseau doit être divisé par le carré de la tension efficace du réseau. La tension appliquée à la broche 8 (VRMS) est proportionnelle à la moyenne (et également proportionnelle à la valeur efficace) de la tension redressée du réseau. La tension est élevée au carré à l'intérieur de la puce en tant que diviseur du multiplicateur. Le courant de sortie du multiplicateur IMO (broche 5) est proportionnel à la tension du courant d'entrée IAC de la broche 6 et à la sortie de l'amplificateur de tension de la broche 7, et inversement proportionnel au carré de la tension VRMS de la broche 8, c'est-à-dire

④ Réglage de la fréquence PWM. Dans ce circuit, l'oscillateur fonctionne à une fréquence de 100kHz, qui est déterminée par la capacité externe CT de la broche 14 et la résistance externe RSET de la broche 12. Lors de la conception du circuit, la RSET doit être déterminée en premier, car cette valeur de résistance affecte le courant de sortie maximal IMULT (Max) du multiplicateur :

Lorsque le R_SET est une résistance de 15K ω

Lorsqu'une résistance de 4K ω est connectée entre la sortie du multiplicateur (broche 5) et la résistance d'échantillonnage de 0,25 ω, le courant maximum dans la résistance d'échantillonnage de courant est :

Une fois le RSET déterminé, la capacité du condensateur de synchronisation CT peut être calculée en fonction de la fréquence de commutation requise F.