Circuito de carga de la batería
Para que el SAI desempeñe realmente una función protectora cuando se interrumpe la alimentación de red, por un lado, se requiere que el SAI tenga una buena función y tiempo de conmutación y, al mismo tiempo, la batería configurada por el SAI debe tener un buen estado de carga, de lo contrario será difícil lograr los resultados esperados.
Por lo tanto, después de cada descarga de la batería del SAI y durante el uso diario, hay que tener cuidado para garantizar que la batería del SAI tenga un buen estado de carga, lo que requiere que los diseñadores y usuarios de SAI tengan en cuenta la carga de la batería. Los circuitos de carga utilizados habitualmente para las baterías incluyen la carga a tensión constante y la carga primero a corriente constante y después a tensión constante.
Circuito de carga de tensión constante
Para simplificar el circuito y reducir el coste, el SAI de reserva suele utilizar un circuito de carga de tensión constante compuesto por un transformador reductor, un módulo puente rectificador, un chip regulador de tensión integrado, una resistencia, un potenciómetro y un condensador. El circuito se muestra en la Figura 6-14.
Después de que la alimentación de red pase por el transformador B, se convierte en una tensión de corriente alterna de 27 V, que se transforma en una tensión de corriente continua pulsante a través del módulo rectificador y, a continuación, en una tensión de corriente continua suave de 33 V a través del condensador de filtro C. Esta tensión continua se convierte en una tensión continua estable y ajustable a través del chip regulador de tensión integrado. La tensión de salida V0 del chip integrado es:
Si el SAI de reserva adopta dos baterías selladas de 12V y 6Ah, la tensión de descarga final de la batería será de 21V, y la tensión de carga será de 27,5V. Si la tensión de carga se selecciona demasiado alta, la corriente de carga en la fase inicial de la carga será demasiado grande, lo que dañará fácilmente la batería; si la tensión de carga se selecciona demasiado baja, la corriente de carga será demasiado pequeña en la fase posterior de la carga, lo que provocará una carga insuficiente. Por lo tanto, el voltaje de carga final debe ser de 26~27V. En este momento, la corriente de carga en la fase inicial no debe superar los 0,2C, y la corriente de carga en la fase posterior se aproxima a los 0,05C.
Circuito de carga de corriente constante primero y de tensión constante después
La carga primero a corriente constante y luego a tensión constante también se denomina carga jerárquica. Hay muchas formas de este tipo de circuito, esta sección elige uno de los circuitos a discutir. El diagrama de bloques del circuito se muestra en la Figura 6-15.
El rectificador de la imagen se utiliza como fuente de alimentación de CC compartida para el inversor y el cargador. El rectificador no sólo proporciona una tensión estable y una corriente suave al inversor, sino que también proporciona corriente y tensión variables a la batería a través del cargador. Cuando la alimentación de red es normal, la tensión VB en ambos extremos de la batería es inferior a la tensión VA en el extremo de salida del rectificador, y el diodo de aislamiento VD se corta. Cuando la alimentación de red se interrumpe, la tensión de salida VA del rectificador es cero, el diodo de aislamiento VD se enciende, y la batería de almacenamiento proporciona la tensión de trabajo para el inversor.
El circuito de carga jerárquico se muestra en la Figura 6-16. Se compone principalmente de circuito principal, modulador de ancho de pulso, circuito de modulación de corriente, circuito de modulación de tensión y circuito de protección.
Circuito principal
En la Figura 6-16, el bucle de carga principal está compuesto por el puente rectificador VD1~VD6, los diodos de aislamiento VD7, VD8, el tubo de conmutación VT1, la resistencia de muestreo de corriente R1, el sensor de corriente CS, el inductor L, los diodos libres VD9, VD10. El circuito simplificado se muestra en la Figura 6-17 (a). En la figura, Vd representa la tensión de salida del puente rectificador trifásico, E representa la tensión a través de la batería, VD representa el diodo libre y VT representa el tubo interruptor. La señal aplicada a la puerta del tubo de conmutación se muestra en la Figura 6-17(b).
El proceso de trabajo es el siguiente: durante t0 ~ t1, la puerta del tubo de conmutación VT más el pulso, la conducción de saturación VT, V T =0, la tensión del inductor limitador de corriente L es:
i aumenta linealmente con el tiempo, y su forma de onda se muestra en la Figura 6-17(c). Carga la batería y convierte la energía eléctrica en energía química para su almacenamiento; al mismo tiempo, convierte la energía eléctrica en energía magnética y la almacena en un inductor limitador de corriente.
Durante t1 a t2, la puerta de VT sin pulso y corte de VT, la corriente a través de la inductancia limitadora de corriente mostró una disminución lineal, generando un antipotencial en ambos extremos con una polaridad de izquierda "+" derecha "-". Debido a eL> E, la conducción del diodo de continuación VD, Vd≈0, la energía magnética en la inductancia limitadora de corriente se convierte en energía eléctrica para cargar la batería.
Después, el proceso anterior se repetirá con T1 como ciclo, y la forma de onda de salida se muestra en la Figura 6-17 (d).
De lo anterior se deduce que la función del circuito principal es convertir una tensión continua estable Vd en una tensión de impulsos, y una corriente suave en una corriente cambiante. La corriente media a través de la batería no puede superar 1/10 de la capacidad nominal de la batería.
El valor medio de la tensión de salida V0 del circuito principal es:
De la fórmula anterior se deduce que al cambiar el ciclo de trabajo δ puede cambiar la tensión de salida, lo que también cambia la corriente de carga.
Modulador de anchura de impulsos
En la Figura 6-16, el modulador de ancho de pulso está compuesto por el comparador U1. Su terminal no inversor está conectado a la señal de modulación , y el terminal inversor está conectado a la señal de onda angular. El circuito simplificado se muestra en la Figura 6-18 (a).
Onda triangular unipolar, es una señal de corriente continua, y su proceso de trabajo es: cuando >, la salida del comparador es alta; cuando <, la salida del comparador es baja. La forma de onda de la señal de salida V0 del comparador se muestra en la Figura 6-18 (c). Puede verse en la figura: al aumentar, el pulso se hace más ancho; al disminuir, el pulso se hace más estrecho.
Generador de ondas triangulares
En la Figura 6-16, el generador de onda triangular está compuesto por un generador de onda cuadrada, un divisor de frecuencia, un seguidor y un integrador. Su función es generar una onda triangular con una frecuencia de 20kHz. El proceso de trabajo es el siguiente.
Supongamos que el comparador U5, el terminal no inversor es VTH (+), y el terminal de salida es de alto potencial. Este potencial se carga en C1 a través de R7, y VC1 sube gradualmente. Cuando VC1>VTH+, el terminal de salida del comparador cambia de potencial alto a potencial bajo. El terminal salta de VTH(+) a VTH(-) por lo que C1 se descarga a través de R7, y VC1 baja gradualmente. Cuando VC1<VTH(-), el circuito salta de nuevo. Este ciclo se repite, y se obtiene una onda cuadrada a la salida del comparador. La forma de onda se muestra en la Figura 6-19 (8). La frecuencia de la onda cuadrada es:
La onda cuadrada se añade al extremo de entrada del divisor de frecuencia a través del inversor U6. El divisor de frecuencia está compuesto por un flip-flop D U7. El terminal D del flip-flop D se conecta con los dos divisores de frecuencia; el terminal CP se conecta al terminal de salida del inversor U6; el terminal de salida Q se conecta al terminal no inversor del seguidor a través de R8 y C2. La función de U7 es cambiar una onda cuadrada de 40kHz en una onda cuadrada de 20kHz.
La función de R8, C2 y R9 en la figura es aislar el componente de CC en la onda cuadrada de 20 kHz, de modo que la onda cuadrada unipolar se convierta en una onda cuadrada bipolar. U8 utiliza una sola fuente de alimentación, y se utiliza una fuente de alimentación de 7,5 V como tensión de polarización que se aplica al extremo no inversor de U8 a través de R9.
El seguidor está compuesto por el amplificador operacional U8, y su tarea es separar el divisor de frecuencia del integrador.
El integrador está formado por R10, C3 y U9. constituir. Cuando la onda cuadrada de 20kHz está en el valor máximo positivo, cargará C3 a través de R10 y aumentará según la ley lineal, y el potencial terminal de salida U9 disminuirá según la ley lineal; cuando la onda cuadrada de 20kHz está en el valor mínimo, C3 se descarga a través de R10, y VC3 según la ley lineal Disminuye, el potencial terminal de salida U9 aumenta según una ley lineal. La forma de onda se muestra en la Figura 6-19 (c). Se puede observar en la figura que la onda triangular se obtiene de la salida de U9.
Sistema de regulación de corriente en bucle cerrado
En la etapa inicial de la carga por etapas, se utiliza la carga de corriente constante, por lo que se requiere un sistema de regulación de corriente de bucle cerrado. En la Figura 6-16, el sistema de regulación de corriente de bucle cerrado está compuesto por el bucle principal, el circuito de detección de corriente, el circuito amplificador de error de corriente, el modulador de ancho de pulso y el circuito de accionamiento.
-Circuito de detección de corriente.
El circuito de detección de corriente está compuesto por los amplificadores operacionales U10 y U11, las resistencias R11~R17, el potenciómetro VR1 y el condensador C4, U10 y R11~R14 constituyen un amplificador diferencial. i es la tensión correspondiente después de que la corriente de carga I0 pase por el sensor de corriente CS, es decir, i=KI0. U10 utiliza una sola fuente de alimentación, y se utiliza una fuente de alimentación de 7,5 V como tensión de polarización que se aplica al extremo no inversor de U10 a través de R13. Como R11=R12=R13=R14, la tensión de salida del amplificador diferencial υ10 es:
De lo anterior se desprende que el amplificador diferencial sólo desempeña un papel de aislamiento. En la figura, U11, R15~R17, VR1, y C4 constituyen un amplificador inversor. 7,5V es la tensión de polarización de U11; la tensión tomada de VR1 se utiliza para suprimir el offset de U11; C4 puede suprimir la oscilación de alta frecuencia de U11. La tensión de salida del amplificador inversor es:
De la fórmula anterior se desprende que la señal de detección de corriente 11 es proporcional a la corriente de carga.
-Circuito amplificador de error de corriente. El circuito amplificador de error de corriente está compuesto por U12, R18~R21, C5 y una tensión dada -5,1V. 7,5V es la tensión de polarización de U15. Su tensión de salida 12 es:
De la fórmula anterior se deduce que υ12 disminuye al aumentar υ11
-Circuito de accionamiento.
En la Figura 6-16, el circuito de accionamiento está compuesto por dos transistores VT2 y VT3, y su proceso de trabajo es el siguiente.
El terminal de salida del fotoacoplador U4 es "1", el transistor VT2 se enciende y VT3 se apaga. La fuente de alimentación de 15V carga el condensador de entrada Cinput del tubo de conmutación VT1 a través del transistor VT2. Cuando la entrada VC>Vth, el tubo de conmutación VT1 pasa de corte a conducción y aumenta con la entrada VC, y VT1 entra en la zona de saturación desde la zona de amplificación. El terminal de salida del fotoacoplador U4 es "0", el tubo producto VT3 se enciende, VT2 se apaga, y el condensador de entrada C se descarga y se carga inversamente a través de R2, VT3, y el tubo regulador de tensión VD20. Cuando la entrada VC<Vth, el tubo interruptor VT1 pasa de encendido a apagado.
La función del circuito de accionamiento es amplificar la potencia del impulso.
-Proceso de ajuste.
Debido a alguna razón, la corriente de carga aumenta → la tensión de salida υi del sensor de corriente CS aumenta → la señal de detección de corriente υ11 aumenta → la señal de amplificación de error de corriente υ12 disminuye en consecuencia → el pulso de salida del modulador de anchura de pulso se estrecha → el tubo de conmutación VT1 El tiempo de conexión se acorta → la corriente de carga se reduce. Por lo tanto, la corriente de carga se mantiene sin cambios, y la batería se carga con una corriente constante. Para evitar la oscilación parásita del sistema de regulación de corriente de bucle cerrado, los enlaces de corrección PI R20 y C5 se ajustan especialmente en el circuito amplificador de error de corriente.
Sistema de regulación de tensión en bucle cerrado
En la última fase de la carga jerárquica, se utiliza la carga a tensión constante, por lo que se requiere un sistema de regulación de tensión de bucle cerrado. Comparte el bucle principal, el modulador de anchura de impulsos y el circuito de accionamiento con el sistema de regulación de corriente de bucle cerrado: se diferencia del sistema de regulación de corriente de bucle cerrado en que utiliza un circuito de detección de tensión y un circuito amplificador de error de tensión.
-Circuito de detección de tensión. En la Figura 6-16, el circuito de detección de tensión es un amplificador inversor de dos etapas compuesto por U13~U14, R22~R28, y C6~C8. La tensión E en ambos extremos de la batería se suma a los extremos de C6 y C7 a través de R22 y R23, y se convierte en C6 y C7. C6 se añade al terminal inversor de U13 a través de R24; υC7 se añade al terminal inversor de U14 a través de R25. La tensión de salida de U13 es:
La relación entre la tensión a través del condensador y la tensión E a través de la batería es
En la fórmula, C es la constante de proporcionalidad.
De la fórmula anterior se deduce que la señal de detección de tensión υ14 es proporcional a la tensión E en ambos extremos de la batería.
-Circuito amplificador de error de tensión. En la Figura 6-16, el circuito amplificador de atenuación de tensión está compuesto por U15, R29~R32, C9 y una tensión dada de -5,1V. Su tensión de salida es:
De la fórmula anterior se deduce que υ15 disminuye a medida que υ14 aumenta.
-Proceso de ajuste. Por alguna razón, la tensión de salida del bucle de carga principal aumenta → la tensión a través de la batería aumenta → la tensión de detección υ14 aumenta en consecuencia → la señal de salida υ15 del amplificador de error de tensión disminuye → el pulso de salida del modulador de anchura de pulso se estrecha → la tensión de salida del bucle de carga principal υ0 disminuye, por lo que el circuito de carga carga la batería con una tensión constante.
El papel de los diodos de aislamiento
La señal de amplificación de error de corriente υ12 se añade al extremo de entrada del modulador de anchura de impulsos a través del diodo de aislamiento VD11, y la señal de amplificación de error de tensión se añade al extremo de entrada del modulador de anchura de impulsos a través del diodo de aislamiento VD12. En la etapa inicial de carga, el voltaje a través de la batería es bajo, la señal de detección de voltaje υ14 es también baja, y la señal de amplificación de error de voltaje v15 es relativamente alta. En este momento, υ15 es mayor que la señal de amplificación de error de corriente υ12. El diodo de aislamiento VD11 se enciende, y el diodo de aislamiento VD12 se apaga.
La señal amplificada de error de corriente se añade al extremo de entrada del modulador de impulsos a través del diodo de aislamiento VD11, y el grado de impulso de salida del modulador de anchura de impulsos se controla mediante la señal de corriente. En la última etapa de carga, el voltaje a través de la batería es alto, la señal de detección de voltaje υ14 también es alta, y la señal de amplificación de error de voltaje15 es relativamente baja. En este momento, υ15 es menor que la señal de amplificación de error de corriente υ12. VD12 se enciende y VD11 se apaga. La señal de amplificación de error de voltaje se añade al extremo de entrada del modulador de ancho de pulso a través de VD12. El ancho de pulso de salida del modulador de ancho de pulso es controlado por la señal de voltaje.
Protección contra sobrecorriente
La función del circuito de protección contra sobrecorriente es evitar que una corriente de carga excesiva dañe la batería durante la carga. En la Figura 6-16, el circuito de protección contra sobrecorriente se compone de un amplificador diferencial, un comparador y una puerta de control.
-Amplificador diferencial. El amplificador diferencial está compuesto por U16, R34~R35, C10~C11. Cuando la corriente de carga fluye a través de la resistencia R1 (0,5Ω), se genera una tensión correspondiente υi0 en ambos extremos de R1. Este voltaje se aplica a ambos extremos de C10 y C11 a través de R33~R34 para convertirse en v10 y υ11 、υ10 se añade al terminal inversor de U16 a través de R35, y 11 se añade al terminal no inversor de U16 a través de R36. 7.5V es el voltaje de polarización de U16. Como R35=R36=R37=R41, el voltaje de salida de U16 es:
Se puede observar que la señal de detección de sobrecorriente es proporcional a la corriente de carga.
-Comparador. El comparador está compuesto por U17, R38~R40, R46, y C12. Después de añadir υ16 a la alimentación de 15V en el terminal inversor del comparador a través de R39, y dividir la alimentación de 7,5V por R38 y R46, se obtiene la tensión de comparación VK. VK se añade al terminal no inversor del comparador U17 a través de R40.
Cuando la corriente de carga es demasiado grande, V16>VK, el terminal de salida del comparador es "0", y el terminal de salida del inversor U18 es "1". Se convierte en una onda diferencial a través de C13 y R49 y se añade al terminal R del flip-flop D U19. El terminal de salida Q del disparador es "0", la puerta NAND U2 se bloquea, el pulso de salida del modulador de anchura de pulso no puede añadirse al terminal de entrada del circuito de accionamiento a través de U2, el tubo interruptor T1 se corta, y la carga se detiene.
Cuando la corriente de carga es normal, V16<VK, el terminal de salida del comparador es "1", el terminal de salida de la puerta NOT U18 es "0", y el flip-flop D está bajo la acción de un pulso de reloj con una frecuencia de 20kHz, y su terminal de salida Q es "l". La puerta NAND U2 se abre, y el pulso de salida del modulador de anchura de pulso se añade a la puerta del tubo de conmutación VT1 a través de U1 y el circuito de accionamiento, VT1 funciona normalmente, y el circuito de carga funciona normalmente.
Arranque suave
En la Figura 6-16, el circuito de arranque suave está compuesto por el contador U22, la puerta NAND U21, las puertas NOT U20 y U23, las resistencias R42~R45 y R50~R52, el potenciómetro VR2, los diodos VD14~VD19, y el tubo regulador de tensión VD13.
En la figura, vi1 es una tensión rectificada de onda completa con una frecuencia de 100 Hz. vi1 pasa a través de la resistencia R43 y el tubo regulador de tensión VD13, y obtiene la tensión de onda trapezoidal en VD13, que se añade al terminal CP de U22 a través de la puerta NAND U21. VD13 se convierte en una tensión continua a través del diodo VD19, el condensador C14 y la resistencia R44, y esta tensión se añade al terminal R de U22 a través de la puerta no NAND U20. Por un lado, el terminal de salida Q10 de U22 se añade al terminal de entrada de la puerta NAND U21 a través de la puerta NAND U23; por otro lado, se conecta al terminal D del flip-flop D a través del diodo VD14.
Cuando la salida Q10 del contador U22 es "0", la salida de la puerta NOT U23 es "1". Este potencial se aplica al terminal de entrada de la puerta NAND U21. Cuando llegan los flancos ascendente y descendente de ambos extremos del tubo regulador de tensión VD13, el terminal de salida de la puerta NAND U21 es "1"; cuando la tensión a través del VD es su tensión de trabajo VZ, el terminal de salida de la puerta NAND U21 es "0", y su forma de onda es la siguiente Como se muestra en la Figura 6-20(c).
El proceso de funcionamiento del circuito es el siguiente:
En el momento del encendido, la tensión a través del condensador C14 es "0", y el terminal de salida de la puerta NOT U20 es "1". El contador U22 se borra, y su terminal Q10 es "0". El diodo VD14 se enciende, el terminal D del flip-flop D es "0", la salida Q del flip-flop D U19 es también "0" bajo la acción del pulso de reloj, y la puerta NAND U2 se bloquea.
Como Q10 de U2 es "0" y los diodos VD15 y VD16 están encendidos, el punto B del circuito es "0", y la tensión a través del condensador C15 se suprime hasta aproximadamente 0V. V+ La tensión a través del tubo regulador de tensión VD13 carga el condensador C14 a través del diodo VD19, y VD14 aumenta gradualmente. Cuando VD14 es mayor que la tensión de giro del inversor U20, el terminal de salida del inversor U20 cambia de "1" a "0", es decir, el terminal R del contador U22 es "0". Bajo la acción del pulso de reloj, el contador U20 empieza a contar. Después de un retardo de 29×10ms, su terminal Q10 cambia de "0" a "1".
Como el terminal Q10 es "1", el diodo VD14 se corta, y el terminal D del flip-flop D es "1". Bajo la acción del pulso de reloj, el terminal de salida del flip-flop D U19 cambia de "0" a "1", y la puerta NAND U2 se abrió.
Como el terminal Q10 está a "1", el diodo VD15 está apagado, y la fuente de alimentación de 15 V carga C15 a través de R47, por lo que el potencial en el punto B del circuito aumenta a medida que aumenta VD15. El ancho de pulso emitido por el modulador de ancho de pulso U1 se ensancha gradualmente con la extensión del tiempo, y la corriente de carga aumenta gradualmente, evitando así que la corriente de carga excesiva dañe la batería durante el arranque.
Regulador de carga con chip inteligente
En la actualidad, los fabricantes de semiconductores de varios países del mundo han lanzado muchos circuitos integrados especiales para cargadores de baterías de plomo-ácido. A continuación se selecciona el bq2031 representativo a modo de breve introducción.
El cargador compuesto por el circuito integrado COMS bq2031 de un solo chip puede conmutar automáticamente el estado de carga en función de la tensión de carga de la batería y la corriente de carga, completando así el control de carga de la batería de plomo-ácido.
El diagrama de bloques interno del bq2031 se muestra en la Figura 6-21.
Se compone de circuito de reinicio de encendido, tensión de referencia de compensación de temperatura, temporizador de tiempo máximo, controlador de estado de carga, regulador de tensión/corriente, oscilador y circuito de control de pantalla.
Disposición de las patillas y función del bq2031
El bq2031 adopta un encapsulado DIP de 16 patillas o un encapsulado SOIC, y la disposición de las patillas se muestra en la Figura 6-22.
Los nombres y funciones de cada pie se muestran en la Tabla 6-5.
Principales funciones de bq2031
La conexión de la patilla de selección de tensión constante/corriente constante QSEL y la patilla de selección del método de terminación de carga rápida TSEL es diferente. El bq2031 puede utilizar diversos modos de carga y métodos de terminación de carga rápida. Cuando se adopta el modo de carga de dos etapas de voltaje constante y limitación de corriente, el bq2031 mantiene el voltaje de la batería en un valor constante que no tiene nada que ver con el estado de carga. La curva de carga y varios umbrales de voltaje del modo de carga de dos etapas de voltaje constante y limitación de corriente se muestran en la Figura 6-23.
Cuando se aplica alimentación al pin VCC y se conecta la batería, se inicia el proceso de carga. El bq2031 siempre está detectando la temperatura de la batería. Cuando el voltaje del pin TS está entre LTF (fallo por baja temperatura) y HTF (fallo por alta temperatura), el cargador entra en el proceso de precarga. Durante este proceso, la corriente de carga mantiene un pequeño valor constante (Icond) y la tensión de la batería aumenta rápidamente. Cuando la tensión de la batería individual sube hasta la tensión más baja Vmin permitida para la carga rápida, el cargador pasa al estado de carga rápida. En el estado de carga rápida, la corriente de carga se limita al valor máximo Imx. Cuando la tensión de la batería individual alcanza 0,94 veces la tensión de terminación de carga rápida Vblk, la capacidad de la batería ha alcanzado más de 80% de la capacidad nominal, en este momento, el cargador entra en el estado de carga complementaria.
En el estado de carga complementaria, la carga con limitación de corriente continúa hasta que la tensión de batería única vc es igual a la tensión de terminación de carga rápida Vblk. A continuación, la tensión de la batería se estabiliza en Vblk, y la corriente de carga disminuye gradualmente de forma exponencial. Cuando la corriente de carga (iSNS) desciende hasta la corriente mínima de carga complementaria Imim establecida externamente, finaliza el estado de carga complementaria. Cuando se utiliza el modo de carga con limitación de corriente de voltaje constante, el temporizador de seguridad de carga (MTO) puede terminar la carga rápida y complementar el estado de carga. Después de entrar en el estado de carga complementaria, el temporizador de carga (MTO) se reinicia. Una vez alcanzado el tiempo especificado, el MTO finaliza la carga complementaria y el cargador entra en el estado de carga de mantenimiento. En este estado, la tensión de la batería se mantiene en la tensión de flotación (Vflt).
La ventaja del modo de carga a tensión constante es que puede ajustar automáticamente la corriente de carga de la batería según el estado de carga de la misma, y todos los valores de tensión tienen compensación de temperatura. El modo de carga a tensión constante es adecuado para la carga cíclica y la carga flotante. En el estado de carga rápida, el cargador emite una tensión constante más alta, y luego baja a la tensión de flotación compensada por temperatura.
La curva de carga del modo de carga de corriente constante de dos etapas se muestra en la Figura 6-24.
En el modo de carga de corriente constante, después de la precarga, el cargador carga la batería a una velocidad de carga mayor (la corriente de carga es Imax) hasta que la tensión de la batería se acerca a la tensión de carga completa. Cuando la tensión vcell de la batería individual es igual o superior a la tensión de terminación de carga rápida Vblk, se termina la carga rápida y, a continuación, se transfiere al estado de carga de mantenimiento. En este estado, la corriente de carga se estabiliza en la corriente de carga de mantenimiento Imin.
La curva de carga del modo de carga por impulsos de corriente constante se muestra en la Figura 6-25.
Cuando se adopta este modo de carga, el estado de carga rápida con limitación de corriente es el mismo que el modo de carga de corriente constante mencionado anteriormente, pero la corriente de carga no es una corriente continua. Durante el proceso de carga, cuando la tensión vcell de la batería única supera la tensión de terminación de carga rápida Vblk, o cuando el incremento de segundo orden de la tensión de la batería única ∆2V<0, el estado de carga rápida se termina inmediatamente y el cargador entra en el estado de mantenimiento.
En este estado, la corriente de carga es cero (iSNS=0), por lo que la tensión de la batería comienza a descender. Cuando la tensión de la batería individual es inferior o igual a la tensión de flotación ajustada Vm1, se reinicia el estado de carga rápida, y la tensión m de la batería individual aumenta rápidamente, cuando vs es igual al incremento de segundo orden de Vhk o vcn ∆2V<0 Cuando el cargador se encuentra de nuevo en el estado de mantenimiento, la tensión de la batería individual vcell desciende lentamente hasta la tensión de flotación Vflt. A partir de entonces, repite el proceso anterior. Durante todo el proceso de carga, la anchura del impulso cutáneo de corriente de carga rápida disminuye gradualmente, y la duración del mantenimiento del estado de carga aumenta gradualmente. Cabe señalar que en el estado de carga rápida, el temporizador (MTO) puede terminar el estado de carga rápida.
Los principales parámetros de bq2031
-Parámetros límite. Los valores de los parámetros límite de bq2031 se muestran en la Tabla 6-6.
-Tensión umbral de CC. Cuando la temperatura ambiente TA está dentro del rango especificado y la tensión de alimentación VCC=5V±1%, las tensiones umbral CC se muestran en la Tabla 6-7.
